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1.開關電源基本工作原理

1 開關電源的基本構成

圖1.1 為開關電源電路的基本構成，它包括整流濾波電路，DC-DC 控制器，開關占空比控制器及取樣比較電路等模塊。

圖 1.1 開關電源的基本構成

2 開關電源常用的拓撲結構分析

作為電源設計的核心組件,可靠性升級的基礎,輕薄小型化的關鍵,電磁兼容性的保障的 DC-DC 直流變換電路,引導著開關電源設計的方向,從本質上來說絕大部分開關控制器都具有常規的幾種拓撲結構。其有兩種基本的類型：非隔離型和隔離型。

2.1 降壓型

降壓型又稱為 BUCK 控制器，圖 1.2 為其典型電路結構。

圖 1.2 降壓型典型電路結構

基本工作原理:當開關管導通(Ton)時,電感 L 將能量以磁場的形式儲存起來。隨著電源電壓 Vin 對電感 L 的充電，L 電流 IL 對輸出電容 CO 充電，並提供負載電流 Io， VD 被反向偏置而截止。當開關管截止(Toff)時，L 中消失的磁場使其極性顛倒 VD 加正向偏壓而導通，L 和 CO 在 Toff 提供負載電流 Io。 輸出電壓：

圖 1.3 為降壓型電路的二極體電壓和電感電流的波形如下。

圖 1.3 降壓型電路的二極體電壓和電感電流波形

2.2 升壓型

升壓型又稱為 BOOST 控制器，圖 1.4 為其典型電路結構。

圖 1.4 升壓型典型電路結構

基本工作原理：當開關管導通時，能量儲存在 L 中，由於 VD 截止，所以 Ton 期間，負載的電壓和電流由 CO 供給在開關管。 截止時，儲存在 L 中的能量通過正向偏置的 VD 傳送到負載和 CO， L 放電電壓的極性與VIN 相同，且與 Vin 相串聯因而提供了一種升壓作用。

輸出電壓：

圖 1.5 升壓電路的開關管電壓和電感電流波形

2.3 升降壓型

升降壓型又稱為 BUCK-BOOST 控制器，圖 1.6 為其典型電路結構。

圖 1.6 升降壓型典型電路結構

基本工作原理：當 Q1 導通時，接在 Vin 兩端的 L 被充電，由於 VD 截止，所以 TON 期間，負載的電壓和電流由 CO 供給。當開關管截止時，儲存在 L 中的能量通過 VD 傳送到負載和 CO ，因為 L 上消失的磁場顛倒了電感器電壓的極性。

輸出電壓：

圖 1.7 升降壓型電路電感的電壓與電流波形

2.4 反激式

反激式又稱為 Fly-back 型，它能產生在輸入電壓範圍內的輸出電壓，不同於降壓升壓控制器。這是反激式控制器所獨有的特點。圖 1.8 為其典型電路結構。

圖 1.8 反激式典型電路結構

基本工作原理：當開關管導通時，電流流過變壓器 T1 的初次線圈 N1 ，變壓器將能量以磁場的形式儲存起來。由於初次級圈不同相位，所以當電流流過初次線圈時，次級線圈 N2 中沒有電流流過。當開關管截止時，消失的磁場使初次次線圈中電壓極性反轉，整流二極體 VD 導通。電流通過 VD 流向負載，變壓器的能量釋放，提供負載電壓電流。

輸出電壓：

（1）電流連續狀態下

（2）電流斷續狀態下

圖 1.9 為反激式電路的在電流斷續情況下的電壓電流波形如下。

圖 1.9 反激式電路的電壓與電流波形

2.5 正激式

正激式不同於反激式，在原邊導通的同時，副邊向負載釋放能量。當開關管關斷時，變壓器處於「空載」狀態，其中儲存的磁能將被積累到下一個周期。這是它的特點。圖 1.10 為其典型電路結構。

圖 1.10 正激式典型電路結構

基本工作原理：當開關管導通時，電流流過變壓器 T1 的初次線圈 N1 。由於初次級圈同相位，所以當電流流過初次線圈時，整流二極體 VD 導通，次級線圈 N2 中也有電流流過。當開關管截止時，初次級線圈均沒有電流流過。

輸出電壓:

圖 1.11 為正激式電路開關管電壓和原邊電流波形。

圖 1.11 正激式電路開關管電壓和電流波形

2.6 推挽式

推挽式又稱為 Push-Pull 控制器，圖 1.12 為其典型電路結構。

圖 1.12 推挽式典型電路結構

基本工作原理:Q1 和 Q2 交替導通和截止,且導通和截止時間必須嚴格錯開,當 Q1 導通 Q2 截止時,由於次級繞組兩線圈匝數相等,繞向相反,能量通過變壓器 T1 以磁通方式耦合過來的正電壓使 VD1 正嚮導通,負電壓使 VD1 導通.次級電壓整流、濾波後加到輸出端。當 Q2 導通 Q1 截止時，這個過程重複進行，T1 的次級繞組開關工作頻率為加在 Q1 Q2 上 PWM 頻率的兩倍。

輸出電壓：

圖 1.13 為推挽式電路開關管 Q1 的電壓和電流的波形如下。

圖1.13 推挽式電路開關管電壓和電流波形

3 拓撲結構的確定

開始設計開關電源時，主要考慮的是採用何種基本拓撲。開關電源設計中，拓撲的類型與電源各個組成部分的布置有關。這種布置與電源可以在何種環境下安全工作以及可以給負載提供的最大功率密切相關。這也是設計中性能價格折中的關鍵點。每種拓撲都有自己的優點，有的拓撲可能成本比較低，但輸出的功率受到限制；而有的可以輸出足夠的功率，但成本比較高等。在一種應用場合下，有好幾種拓撲可以工作，但只有一種是在要求的成本範圍內性能最好的。

根據系統造價、性能指標和輸入、輸出負載特性，結合本課題的實際選用的拓撲結構是正激型變換器電路。

2. 基於 UC3842 的開關電源的設計與實現

2.1 開關電源電路的設計

2.1.1 開關電源電路的總體簡介

輸入整流濾波器將交流輸入電壓進行整流濾波，為變壓器器提供直流電壓。變壓器把直流電壓變換成高頻交流電壓，並且起到將輸出部分與輸入電網隔離的作用。輸出整流濾波器將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的直流電壓，同時還防止高頻雜訊對負載的干擾。控制電路檢測輸出直流電壓，並將其與基準電壓比較，進行放大。調製振蕩器的脈衝寬度，從而控制變換器以保持輸出電壓的穩定。保護電路在開關電源發生過電壓或者過電流時，使開關電源停止工作以保護負載和電源本身。

2.1.2 基於 UC3842 的基本結構

基於 UC3842 正激式開關電源的結構框圖如圖 2.1。

圖 2.1 開關電源的結構框圖

2.1.3 各部分功能簡介

輸入整流與濾波電路：

其一般都採用橋式整流，將輸入的交流整成高壓直流，經過濾波輸入變壓器的一次側。

變換器：

變換器是用來變換電能的，是開關電源設計的核心。

輸出整流濾波濾波：

變壓器輸出側的電壓還不夠理想，需要整流濾波來達到設計的指標。

反饋迴路：

將輸出部分的電壓或電流信息反饋回到前級，進入控制部分，由控制部分來控制交換組件的運作狀態。

隔離組件：

隔離組件的設立主要是出於安全的考慮，一般常用的隔離組件是光耦，將後級信息反饋到前級。

控制部分：

有兩種控制方式 RCC 和 PWM，RCC 是由反饋回來的信號改變電容充放電時間來達到控制開關組件開關時間的目的，這種模式實現的電路電路簡單，不固定頻率，也不容易控制。本文所研究的正激式採用的是 PWM 控制模式，其是通過反饋信號和相應的 IC 晶元上的標準波形進行比較，進而對應的改變開關組件的開關時間，這種方式的控制穩定度高，可固定頻率，目前流行的開關電源都是採用這種方式。

2.2 UC3842 晶元簡介

2.2.1 UC3842 的特點

UC3842 是美國 Unitorde 公司生產的一種性能優良的電流控制型脈寬調製晶元。該調製器單端輸出，能直接驅動雙極型的功率管或場效應管。其主要優點是管腳數量少，外圍電路簡單，電壓調整率可達 0.01%，工作頻率高達 500kHz，啟動電流小於 1mA，正常工作電流為 5mA，並可利用高頻變壓器實現與電網的隔離。該晶元集成了振蕩器、具有溫度補償的高增益誤差放大器、電流檢測比較器、圖騰柱輸出電路、輸入和基準欠電壓鎖定電路以及 PWM 鎖存器電路。

2.2.2 內部結構和引腳圖

晶元的內部電路如圖 2.2，引腳圖如圖 2.3 所示。

圖 2.2 UC3842 內部電路

圖 2.3 引腳圖

2.2.3 引腳功能

UC3842 採用固定工作頻率脈寬調製方式，輸出電壓或負載變化時僅調整導通寬度，共 8 個腳，各引腳功能如下：

第 1 腳為補償腳，內部誤差放大器的輸出端，外接阻容元件以確定誤差放大器的增益和頻響。

第 2 腳是反饋腳，將採樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端，再與同相輸入端的基準電壓進行比較，產生誤差電壓，控制脈衝的寬度。

第 3 腳為電流感測端，在功率管的源極串接一個小阻值的採樣電阻，構成過流保護電路。當電源電壓異常時，功率管的電流增大，當採樣電阻上的電壓超過1V 時，UC3842 就停止輸出，有效地保護了功率管。

第 4 腳為鋸齒振蕩器外部定時電阻 R 與定時電容 C 的公共端。

第 5 腳為地。

第 6 腳為圖騰柱式輸出電壓，當上面的三極體截止的時候下面的三極體導通，為功率管關斷時提供了低阻抗的反向抽取電流迴路，加速了功率管的關斷。

第 7 腳為輸入電壓，開關電源啟動的時候需要在該引腳加一個不低於 16V 的電壓，晶元工作後，輸入電壓可以在 10～30V 之間波動，低於 10V 時停止工作。

第 8 腳為內部 5.0V 的基準電壓輸出，電流可達 50mA。

2.2.4 晶元工作原理

電路上電時，外接的啟動電路通過引腳 7 提供晶元需要的啟動電壓。在啟動電源的作用下，晶元開始工作，脈衝寬度調製電路產生的脈衝信號經 6 腳輸出驅動外接的開關功率管工作。功率管工作產生的信號經取樣電路轉換為低壓直流信號反饋到 3 腳，維護系統的正常工作。電路正常工作後，取樣電路反饋的低壓直流信號經 2 腳送到內部的誤差比較放大器，與內部的基準電壓進行比較，產生的誤差信號送到脈寬調製電路，完成脈衝寬度的調製，從而達到穩定輸出電壓的目的。如果輸出電壓由於某種原因變高，則 2 腳的取樣電壓也變高，脈寬調製電路會使輸出脈衝的寬度變窄，則開關功率管的導通時間變短，輸出電壓變低，從而使輸出電壓穩定，反之亦然。鋸齒波振蕩電路產生周期性的鋸齒波，其周期取決於 4 腳外接的 RC 網路。所產生的鋸齒波送到脈衝寬度調製器，作為其工作周期，脈寬調製器輸出的脈衝周期不變，而脈衝寬度則隨反饋電壓的大小而變化。其內部基準電路產生+5V 基準電壓作為 UC3842 內部電源，經衰減得 2.5 V 電壓作為誤差放大器基準。振蕩器產生方波震蕩，震蕩頻率取決於外接定時元件，在腳和腳外接的電阻 RT 和電容 CT 共同 決定了振蕩器的震蕩頻率，f=1.8/(RT*CT)。電路啟動後變壓器的付繞整流濾波電壓一方面為 UC3842 提供正常工作電壓，另一方面加到誤差放大器的反相輸入端腳，為 UC3842 提供負反饋電壓，其規律是此腳電壓越高驅動脈衝的占空比越小，以此穩定輸出電壓。腳輸出的方波信號驅動 MOSFEF 功率管，變壓器原邊繞組的能量傳遞到付邊各繞組，經整流濾波後輸出各數值不同的直流電壓供負載使用。腳為電流檢測端，用於檢測開關管的電流，當腳電壓大於或等於 1V 時，UC3842 就關閉輸出脈衝，保護開關管不致於過流損壞。

2.3 各部分迴路設計

2.3.1 主迴路的設計

主迴路包括：低通濾波迴路，輸入整流濾波迴路，開關電源吸收迴路，輸出整流濾波迴路。其電路如圖 2.4 所示。

圖 2.4 主迴路

（1） 低通濾波迴路的設計

低通濾波迴路是開關電源輸入的「大門」，電網電力就是經低通濾波進入的。它有兩個作用：第一，防止輸入電源竄入雜訊干擾，同時還要抑制浪涌電壓、尖峰電壓的進入；第二，阻止、限制開關電源所產生的雜訊，高頻電磁干擾信號通過輸入電線饋進入電網。

圖 2.5 低通濾波迴路

（2）整流濾波迴路的設計

開關電源的輸入整流部分採用的是一個全橋整流晶元。濾波部分採用的是電容濾波，濾除輸出電壓中的交流分量，使得整流出的直流電壓盡量平滑

圖 2.6 整流濾波迴路

（3）開關電源吸收迴路的設計

電路如圖2.7 所示。

圖 2.7 吸收迴路

其是利用電阻、電容和阻塞二極體組成的鉗位電路，可有效的保護開關功率管不受損壞。VT1 導通時變壓器 TR1 的磁通量增大，這時便將電能積蓄起來。VT1截止時，便將積蓄的電能釋放，變壓器一次繞組中便有剩磁產生，並通過 VD5 反饋到二次側。剩磁釋放完畢後，一次繞組 N1 的電壓 V1（min）為

由於加在 VT1 上的電壓峰值 Vdsp=497V，由於 Dmin=0.2，T=20us，則 ton=4us，則吸收迴路德電阻 R2 為

經計算，取 4.7KΩ。

時間常數 R2、C6 比周期 T 大得多，一般取 5 倍左右，則

用開關管上的峰值電壓 Vdsp 減去 R2 兩端的電壓 VR2，就是阻塞二極體 VD5 所承受的電壓。

式中，Vs=14.4V；n 是該變壓器的電壓比， n=9/88=0.102 。

所以，VD5 所承受的電壓為 Vdsp-VR3=497V-212V=285V，選用耐壓值為 400V，電流為 3A 的快恢復二極體 FR304.

（4） 輸出濾波電路

濾波電路由兩塊組成：輸出的高頻電壓首先經過一個二極體將負半邊的電壓濾除，使它變為單向的電壓，然後再經過一個 LC 濾波單元濾除高頻電壓，這樣就可以得到所要的直流電壓量。

圖 2.8 輸出濾波電路

2.3.2 控制保護迴路的設計

電路啟動後變壓器的副繞組的整流濾波電壓一方面為 UC3842 提供正常工作電壓，另一方面經 R3、R4 分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為 UC3842 提供負反饋電壓，其規律是此腳電壓越高驅動脈衝的占空比越小，以此穩定輸出電壓。腳和腳外接的 R6、C8 決定了振蕩頻率，其振蕩頻率的最大值可達500KHz。R5、C6用於改善增益和頻率特性。腳輸出的方波信號經 R7、R8 分壓後驅動 MOSFEF 功率管，變壓器原邊繞組的能量傳遞到副邊各繞組，經整流濾波後輸出各數值不同的直流電壓供負載使用。電阻 R10 用於電流檢測，經 R9、 C9 濾濾後送入 UC3842 的腳形成電流反饋環. 所以由 UC3842 構成的電源是雙閉環控制系統，電壓穩定度非常高，當 UC3842 的腳電壓高於 1V 時振蕩器停振，保護功率管不至於過流而損壞。

圖 2.9 控制保護迴路

電路是怎樣進行保護的呢？如果由於某種原因，輸出短路而產生過流，開關管的漏極電流將大幅度上升，R10 兩端的電壓上升，IC1 的 3 腳上的電壓也上升。當該腳電壓超過正常值 0.3V 達到 1V 時，UC3842 的 PWM 比較器輸出高電平，使PWM 鎖存器複位，關閉輸出。這時，UC3842 的 6 腳無輸出，MOS 管截止，從而保護了電路。如果供電電壓發生過壓（在 265V 以上），IC1 無法調節占空比，變壓器的初級繞組電壓大大提高，IC1 的 7 腳供電電壓也急劇上升，其 2 腳電壓也上升，關閉輸出。如果電網電壓低於 85V，IC1 的 1 腳電壓也下降，當下降 1V（正常值是 3.4V）以下時，PWM 比較器輸出高電平，使 PWM 鎖存器複位，關閉輸出。如果人為意外的將輸出端短路，這時輸出電流將成倍增加，使得自動恢復開關RF 內部的熱量激增，它立即斷開電路，起到過壓保護作用。

2.3.3 反饋電路的設計

關電耦合反饋控制是這樣的：IC2 是關電耦合器，型號是 NEC2501。IC3 是精密穩壓源，型號是 TL431。由 IC3、R11、R12 組成外部誤差放大器。誤差放大器的頻率響應由 C12、R10、R11 決定。當輸出負載變小時，R9 用於提高輸出電壓的穩定性。當 12V 輸出電壓由於負載減輕而升高時，經電阻 R11、R12 分壓後所得到的取樣電壓與精密穩壓源的 2.5V 標準電壓進行比較，其差值必然增大，使 IC3 的陰極 K 的電位降低，發射二極體的工作電流 IF 上升，發光強度增大，通過光電耦合使光電接收三極體的電流 IC 升高。這樣使得開光電源控制集成電路 IC1 的腳的補充輸入電流增大，促使片內對 PWM 比較器進行調節，使占空比減小，輸出電壓下降，達到穩壓的目的。

圖 2.10 反饋電路的設計

2.4 外圍主要器件的選取

開關電源設計中要選用的元器件很多，下面介紹一下主要元器件的選取。

（1）光電耦合器

光電耦合器（Optical Coupler,OC）也叫光電隔離器（Optical Isolation,OI） ,簡稱光耦。它是一種以紅外光進行信號傳遞的器件，由兩部分組成：一是發光體，實際上是一隻發光二極體，受輸入電流控制，發出不同強度的紅外光；另一部分是受光器，受光器接收光照以後，產生光電流並從輸出端輸出。它的光——電反應也是隨著光的強弱改變而變化的。這就實現了「電——光——電」功能轉換，也就是隔離信號傳遞。光電耦合器的主要優點是單向信號傳輸，輸入端和輸出端完全實現了隔離。不受其他任何電氣干擾和電磁干擾，具有很強的抗干擾能力。因為它是一種發光體，而且用低電平的電源供電，所以它的使用壽命長，傳輸效率高，而且體積小。可廣泛用於級間耦合、信號傳輸、電氣隔離、電路開關以及電平轉換等。在開關電源電路中利用光電耦合器構成反饋迴路，通過光電耦合器來調整、控制輸出電壓。達到穩定輸出電壓的目的；通過光電耦合器進行脈衝轉換。在設計本次開關電源時，對光耦的選取原則是：

電流傳輸比 CTR 的允許選取範圍是 80%～250%。當 CTR 為 80%時，光電耦合器中的發光二極體需要較大的工作工作電流（>5.0MA）才能控制電路的占空比。這樣做的結果是增加了光電耦合器的功耗。當 CTR>250%時，若啟動電流或輸出負載發生突變，有可能發生誤觸發，即誤關斷，影響正常工作。

要採用線性良好的光電耦合器。因為光電耦合器具有良好的線性時，電源控制調整十分有序，輸出穩定可靠。

因此，本設計中對光電耦合器的採用為：光耦 NEC2501。

光耦 NEC2501 參數如下：

型號：NEC2501；電流傳輸比 CTR：80%～160%；反向擊穿電壓 V（BR）CEO：40V；生產廠商：NEC；封裝形式：DIP4

（2）肖特基二極體 SBD

肖特基二極體 SBD（Schottky Bsrrier Diode）是一種 N 型半導體器件，工作在低電壓、大電流狀態下，反向恢復時間短，只有納秒，正嚮導通壓降為 0.4V，而整流電流達數百安。它是最近在開關電源中應用得最多的一種器件。區分肖特基二極體和超快速恢復二極的方法是二者的正向壓降不同，肖特基二極體的正向壓降為 0.3V，超快速恢復二極體的正向壓降是 0.6V。值得注意的是：肖特基二極體的最高反向工作電壓一般不超過 100V，它適合用在低電壓、大電流的開關電源中。因此，在本設計中肖特基二極體的採用為MBR1045。肖特基二極體MBR1045 參數如下：型號：MBR1045；反向峰值電壓 Vrm：45；平均整流電流 Id：

10A；反向恢復時間 Trr：

（3）晶元 TL431

德州儀器公司（TI）生產的 TL431 是一個有良好的熱穩定性能的三端可調分流基準源。它的輸出電壓用兩個電阻就可以任意地設置到從 Vref（2.5V）到 36V範圍內的任何值，典型動態阻抗為 0.2Ω，在很多應用中可以用它代替齊納二極體，例如，數字電壓表，運放電路、可調壓電源，開關電源等等。

圖 2.11 該器件的電路符號。3 個引腳分別為：陰極（CATHODE）、陽極（ANODE）和參考端（REF）。

圖 2.11 TL431 電路符號和等效電路

由圖 2.11 可以看到，VI 是一個內部的 2.5V 基準源，接在運放的反相輸入端。由運放的特性可知，只有當 REF 端（同相端）的電壓非常接近 VI（2.5V）時，三極體中才會有一個穩定的非飽和電流通過，而且隨著 REF 端電壓的微小變化，通過三極體圖 2.12 的電流將從 1mA 到 100mA 變化。當然，該圖絕不是 TL431的實際內部結構，所以不能簡單地用這種組合來代替它。但如果在設計、分析應用 TL431 的電路時，這個模塊圖對開啟思路，理解電路都是很有幫助的。

圖 2.12 TL431 內部等效電路圖

（4）輸入端的濾波電容

濾波穩壓電容 C5 可按照輸出功率 2uF/W 來選擇，交流輸入電壓的範圍為85V~265V，設整流橋導通時間 Tc=3ms，由式（3-6）可得電容耐壓值

式中，η為系統效率，選擇為 80%，fL為交流電網頻率； Po為系統輸出總頻率。

考慮到一定的裕量，最終取 C5=100uF/450V。

（5）輸入整流二極體

開關電源的整流橋是由 4 只二極體組成的，每兩隻二極體串聯起來完成交流電壓半周整流。因此，每隻二極體中流過的電流只有整個電流平均值的一半；每隻二極體所承受的電壓是最大反向電壓的一半。

輸入有效電流

輸入迴路平均電流

電容的負載電阻RLC為

由於是全波整流，故比例係數 K 取 2，Rs/（KRLC）=3（2×463）=0.0032。由 交流輸入電流峰值與輸出平均電流之間的關係Iacp/Idc=6，則交流輸入電流峰值Iacp=6Idc=1.3A。輸入迴路的最大峰值電壓Vmax=2√2V1（max）=2√2×265=750V。選用二極體 IN5398，它的最高反向工作電壓為 800V，額定整流電流為 1.5A。

（6）分壓電阻 R11、R12

一般是先確定 R11 的阻值，再計算 R12 的阻值，選 R11=10KΩ

則，

（7）限流電阻 R8 阻值由下列公式求出

式中，VREF 為 TL431 的基準電壓 2.5V， 40mA 是光電耦合器中發光二級管的電流在傳輸比 CRT 為 120%時的標稱值。

（8）開關管 MOS 的選用

開關管所承受的峰值電壓 Vdsp

式中，R3 是吸收電路電阻，為 4.7KΩ;

V1max 是輸入最大直流電壓，為 375V

Lp 是初級繞組的電感量，為 1.439mH

選用 IRF734 功率管。

3. 開關電源變壓器的設計

3.1 與變壓器相關的一些基本概念

變壓器是開關電源中的一個核心組件，也是所有組件中需要自己設計的器件之一，不同的機種會有不同的變壓器，所以實際上變壓器的設計是個大課題，在此，先對與變壓器相關的一些概念做一個簡短的介紹。

（1）μ磁導率

一般我們稱

μ＜1 的磁性材料為反磁性材料像銀、銅、水等。

μ略大於 1 的磁性材料為順磁性材料。

μ遠大於 1 的磁性材料為鐵磁性材料。

μ=1 則是真空。

（2）居里溫度

圖 3.1 磁芯的磁導率（μ）與溫度（T）之間的關係曲線

圖 3.1 為磁芯的磁導率（μ）與溫度（T）之間的關係曲線，基本上所有的磁芯產品的μ-T 圖都連線是這個走向，在μ隨溫度上升到一定高度後會急劇的下降，定義由 0.8μ到 0.2μ與μ=1 的交點多對應的溫度為居里溫度，其含義是，一旦磁性材料達到這個溫度之後，其磁性將由軟磁性轉變成硬磁性。其是磁芯的一個重要參數。

（3）磁芯損耗

也稱之為鐵損，是變壓器的損耗來源之一，其由三部分組成磁滯損耗

P h 、渦流損耗Pe 、殘留損耗Pc 。

磁滯損耗是磁化所消耗的能量，即磁化過程中部分磁疇在外磁場去除之後又會恢復原來的方向，那麼磁場再次加到其上是，要實現對它的磁化就要消耗一部分的能量以用於校正這些磁疇，其一個粗略的計算公式是：

圖 3.2 磁滯曲線

則可以看出其與磁滯曲線的面積是正比的。在設計磁芯的時候可以參考待選磁芯的磁滯曲線來考慮將來使用中可能達到的磁滯損耗。

渦流損耗則是由於交變電流在磁芯中產生環流而引起的歐姆損耗，，其公式表示為：

其中 d 為磁芯的物理密度，ρ為電阻率，Bw為工作磁感應強度，f 為頻率。

殘留損耗由磁化延遲與磁矩共振引起的，在整個損耗中所在的比重不大。一般在設計中都不考慮。

（4）漏感

簡而言之，漏感就是初次級不能耦合的磁力線部分，設計變壓器的時候要盡量的減少漏感，因漏感在釋放能量的時候會產生尖峰電壓，而且對變壓器的效率也是一大影響。

（5）爬電距離

這屬於安規中對變壓器的空間要求內容，即沿絕緣表面測得兩個導電組件之間或導電組件與物體介面之間的最短距離。在安規中對於爬電距離都有明確的規定。

（6）溫升

變壓器的磁心損耗和線圈損耗（即銅損）是造成變壓器溫升的一個因素，另外一個造成溫升的因素就是輻射表面的面積，氣流流過變壓器，變壓器溫度會降低，降低的程度與氣流速度有關。要像精確、系統的計算出變壓器的溫升是不可能的，但是可以通過一些經驗曲線來得到一個大概的值，得到的這個值誤差一般在 10 度以內。

（7）銅損

銅損一般是由三部分構成：導線的歐姆損耗、集膚效應和臨近效應。實際中集膚效應和臨近效應所帶來的損耗往往要比導線的歐姆損耗大得多。線圈中的可變磁場感應產生了渦流，集膚效應是由繞線的自感產生的渦流引起的，其使得電流只流經繞線外層極薄的部分，這部分的厚度或環形導電面積與頻率的平方根成正比。因此，頻率越高，繞線損失的固態面積就越多，增加了交流阻抗從而增加了銅損。臨近效應是由繞線的互感產生的渦流引起的，其引起的銅損比集膚效應大得多，而且，多層繞組的臨近效應損耗更是相當的大，感應的渦流迫使凈電流只流經銅線截面的一小部分，增加了銅損，最嚴重的還是臨近效應感應的渦流使原來流經繞組或繞組層的凈電流幅值增加了很多倍。

3.2 變壓器用料介紹

（1）線架(BOBBIN)

BOBBIN(線架)也叫做骨架，在變壓器中起支撐作用。開關電源常用到是電木(PM)，其屬於熱固性材料，穩定性高，不易變形，耐溫 150℃，可承受 370℃之高溫.表面光滑，易碎，不能回收。適用於耐溫較高之變壓器

（2）鐵心 CORE

開關電源中用到的鐵芯為金屬軟磁材料的一種，金屬軟磁材料的基本構成都是氧化鐵和其它二價的金屬化合物。目前常使用的金屬有錳(Mn)、鋅(Zn)、鎳(Ni)、鎂(Ng)、銅(Cu)。其常用組合如錳鋅(Mn Zn)系列、鎳鋅 (Ni Zn)系列及鎂鋅(Mg Zn)系列。其使用頻率範圍由 1kHz 到超過 200kHz 不等。其具體來講按照鐵心中含有的金屬不同又可分為金屬鐵心、鐵氧體鐵心和鐵粉心。在開關電源中使用的是鐵氧體鐵心，因為這種鐵心的磁導率和電阻率都比較高，這樣可以降低磁芯損耗，而且價格低，磁感應強度也比較大。

其結構目前用的最多的磁心結構是 POT（罐型），它是磁心在外，銅線在裡面，可以減少 EMI，為了改善它的散熱情況，衍生出了很多中的形狀，像 EE 型、EI 型、PM 型、RM 型等等，其中使用比較頻繁的主要是 E 類的鐵心。

（3） 鐵弗龍套管

鐵弗龍為塑料中耐溫最高(280℃-300℃)最耐強酸、強鹼、最抗粘、最滑溜耐磨之工程塑料材料，而廣泛用於機械，汽車，電子，化工閥門等零件。鐵弗龍為信號、儀控綱路及耐熱電線電纜的最佳絕緣材料，成功用於各類家電用品、通訊設備/計算機、各類化學、機械及電氣/電子工業領域，在變壓器中是一種最常用的套管材質。

（4）馬拉膠帶

馬拉膠帶是一種聚酯薄膜(Polyeseter Taye)，這種膠帶適應於需要薄質、

耐用和高介電/耐電壓強度材料時的絕緣用途，聚脂薄膜膠有極佳的抗化學品、抗氧化和防潮能力， 並可扺受切割及磨損， 耐溫 130℃ ，HI-POT：5KV。其作用是控制層間的絕緣、防止繞組與繞組間的高壓及繞組也外部的高壓。一般情況下，初級對次級和次級對初級磁心包一圈，初級對次級和初、次級對磁心包三圈，膠帶寬度應大於幅寬 0-1mm，起始和結尾搭頭 5-10mm。

（5）三層絕緣線

三層絕緣線是一種四氟乙烯共聚物，其耐溫可達 150℃，高壓可承受 5kv 一分鐘，其在變壓器繞制中多用於繞制次級，出於安規的考慮這樣可以增加絕緣距離和絕緣等級，並提高初次級的耐壓能力。

（6）漆包線

漆包線一般用來繞制初級繞組，漆包線有很多種，其中耐溫多在 120 度以上，常用的有 UEW 線，其耐溫有 130 度。

（7）凡立水

是一種含浸材料，一般在變壓器製作的最後都有一道含浸的工序，即把變壓器放在含浸材料中浸一段的時間，其目的是能增加變壓器的機械強度、提高絕緣性能、延長使用壽命、還能散熱、防潮、固定，還能使外觀更加的漂亮。

3.3 高頻變壓器的設計

工作頻率對電源的體積、重量及電路特性影響很大。工作頻率高，輸出濾波電感和電容體積減小，但開關損耗增高，熱量增大，散熱器體積加大。因此根據元器件及性價比等因素，將電源工作頻率進行優化設計。

(1) 工作頻率的確定

工作頻率高，輸出電壓高，響應速度快，調整範圍大，但是場效應管、整流二極體以及變壓器等發熱多損耗大，雜訊大。選用 50KH，電源效率取 80%。工作周期為 ：

(2) 最大導通時間 Ton(max)的確定

正激式的占空比 Dmax應低於 0.5，現選用Dmax=0.45， Dmin=0.2， 則

(3) 變壓器次級輸出電壓 Vs的計算

式中：VL為濾波電感器的壓降取0.4V；VF為高頻整流二極體的正向壓降，取0.6V

(4) 變壓器匝數比（N）的計算

變壓器初級的最低直流電壓為PV(min)，一般設 Vmin=100V

(5) 輸入功率的計算

（6） 選擇磁芯

開關電源變壓器磁芯多是低磁場下使用的軟磁材料，具有較高磁導率、低的矯頑力、高的電阻率。磁導率高，在一定線圈匝數時，通過不大的勵磁電流就能有較高的磁感應強度，線圈就能承受較高的外加電壓。因此在輸出一定功率要求下，可減少磁芯體積。磁芯矯頑力低，磁滯迴環面積小，則鐵損耗也小。磁芯有高的電阻率，則渦流小，鐵耗小。金屬軟磁材料在開關電源中用得較少，只有鐵－鎳合金、鐵－鋁合金薄片的磁芯基本合適。軟磁鐵氧體是經過複合氧化物燒結而成的一種軟磁材料，他的電阻率很高，適合在高頻下使用，普遍使用在開關電源中。在設計中要綜合考慮所設計電源的功率、頻率、拓撲結構選擇合適的磁芯。 根據輸出功率與磁芯尺寸的關係（見表 1），選用 EE28,其中有效截面積Ae=78mm2。

表 1 輸出功率與磁芯尺寸的關係

(7) 變壓器次級匝數（N2）的計算

其中Bm為磁通密度，實際應用磁芯的最高溫度為 100℃，可以選用 0.3T 以下。對於正激式變換器，它是單方向勵磁。考慮到勵磁問題和工作頻率，先選用Bm為 0.2T。

(8) 反饋繞組（N3）的計算

IC的最低啟動電壓為16V，正常工作電壓為20V，加上整流二極體的壓降0.6V,所以反饋繞組 N3 的供電電壓為 20.6V。

取整為 12 匝。

(9) 扼流圈電感的計算

當輸出電流因負載變化而降低時，占空比將減少，調節輸出電壓不變；如果電路負載恆定，占空比下降，這時輸出電壓也將下降。這種現象是非常不好的，這是因為主輸出扼流圈電感不處於連續狀態。增大扼流圈的電感，輸出迴路雖然可以工作在連續模式下，但對電源的效率、體積以及安裝都會帶來限制，同時輸出電流變化率將出現較大的變化。所以扼流圈的調試以及選用的重要。

流經扼流圈的電流ΔIL一般是輸出電流Io的 20%

扼流圈的電感量 L 為

要求輸出文波電壓應小於輸出電壓的 1%

(10) 計算變壓器初級電感量LP

初級有效電流：

初級最大電流：

初級電感量：

(11) 求磁芯氣隙δ

3.4 變壓器的繞制方法

參數計算出來只是標誌著變壓器的設計第一步的完成，要完成設計則必須繞製成功，變壓器的繞制有很多的講究和技巧。繞制方式的差異會直接影響到變壓器的電氣性能，在繞制時要注意以下幾個因素：

（1）是否符合安全規範;

（2）繞組之間是否耦合良好;

（3）是否可保證漏感儘可能地小。

以上因素是相互影響的，在繞制時要採取折中的方式。

首先考慮符合安全規範。

如果開關電源的輸入電壓峰值高於 40V，就要受到一個或多個國際安全規程組織所制定的規範約束。在不同的國家不同的市場會有不同的規範，在產品設計之前就應該首先了解這些規定，安全規程對於變壓器的要求一般不都是爬電距離、絕緣強度和溫升，一般的方法式在一次側的繞組之間要用一層的膠帶絕緣，一次側與二次側之間要用三層膠帶絕緣，有時候為了增加爬電距離則有必要使用擋牆，這樣做一方面增加了絕緣強度也增加了爬電距離，但是在一定程度上影響到了散熱，對於溫升由有影響了，所以，繞法的制定，需要一定的實踐經驗，而且，還需要多次的嘗試。

其次考慮這麼使繞組之間耦合良好。

一次與二次，二次與二次繞組的緊密耦合，是變壓器設計的最理想的目標，如果耦合很差，功率信號在到達輸出整流器之前就已經被延遲了，這會使得存儲在磁心上的磁能在繞組上產生很大的尖峰，從而影響到後續電路的工作。二次繞組間的耦合情況會影響到輸出交叉調整性能，所謂交叉調整就是一個輸出端負載變化時，使其它輸出端電壓波動的大小。

為達到繞組的緊密耦合，可以採用將兩根或更多的導線絞合在一起，然後把他們同時繞在骨架上，一般的經驗是對於 24-28 號線，大概是每厘米絞一圈，絞的太緊,容易損壞絕緣層。也有把多根導線放在一起同時繞，而不是把他們絞合在一起，大部分的時候他們是緊挨著的。在實際生產出於操作的難度和成本的考慮，常用的還是後一種方式，即把多股導線放在一起繞制。

最後考慮減少漏感的繞制：

漏感的影響就像是在繞組上串上了一個獨立的電感，它式導致功率開關管漏極或集電極和輸出二極體陽極上尖峰的原因。

對於已經選定的磁心和計算好的繞組，可以由下式據算漏感：

式中 K1 對於簡單的一次和二次繞組，取 3，如果二次繞組是交錯在一次繞組兩層之間，取 0.85；

Lmt整根繞線繞在骨架上平均每匝的長度；

nx要分析的這個繞組所包含的匝數

W1繞組的寬度

bw製作好的變壓器所有繞組的厚度

Tins繞組的絕緣厚度

上述公式已經給出了影響繞組漏感的主要因素。在設計中可以控制的主要因素式選擇磁心的長短，繞組的寬度，以及匝數的多少。另外，一次與二次耦合大的好壞對於一次漏感也有很大的影響。所以在實際繞制中通常採用的是初、次級夾層繞制的方式（即通常所說的「三明治繞法」），即把一次側分成兩個部分來繞制，先在第一層上繞制一次側的 1/2，然後在其上面繞制二次側，最後完成一次側的另一半，要盡量的增加繞線的高度、減少繞組的厚度減少繞組的匝數，選材上要選用高飽和磁感應強度、低損耗的磁芯材料。

在繞制時通常考慮的就是以上的幾個問題，實踐中的很多東西會與書本上的介紹有很大的差距，所以以上只能作為一個參考，在設計中還是要以實踐為準。

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